【導(dǎo)讀】在本系列的前幾篇文章中[1-7]，我們介紹了基于安森美豐富的SiC功率模塊和其他功率器件開發(fā)的25 kW EV快充系統(tǒng)。在這一章，我們來看看其中的熱管理部分是如何提高效率和可靠性，同時防止系統(tǒng)過早失效的。
首先，我們會從開關(guān)損耗和散熱貼裝兩個方面來復(fù)習(xí)一下SiC MOSFET模塊相對分立SiC MOSFET的幾個優(yōu)勢。其次，我們將描述如何利用熱管理技術(shù)和計算來設(shè)計散熱風(fēng)扇的安裝和其控制系統(tǒng)，以及如何使使用SiC功率模塊的內(nèi)置NTC來控制風(fēng)扇自動為PFC和DC-DC部分降溫。最后我們詳細(xì)了解用于調(diào)節(jié)風(fēng)扇轉(zhuǎn)速的PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的設(shè)計，并通過模擬來展示其運(yùn)行的關(guān)鍵方面和補(bǔ)償器的設(shè)計。
單管vs模塊
開關(guān)損耗
相比SiC MOSFET單管，SiC MOSFET模塊的工作效率通常更高，因為其具有更小的寄生效應(yīng)。舉個例子，下表是1200 V/20 mΩ/TO247-4LD的SiC MOSFET單管NTH4L020N120SC1和SiC MOSFET模塊NXH020F120MNF1PTG的對比。
表1.SiC MOSFET單管vsSiC MOSFET模塊：開關(guān)損耗
表1中的參數(shù)取自產(chǎn)品的數(shù)據(jù)表，它們表明模塊具有更低的開關(guān)損耗。封裝中的寄生電感更低，從而使功率能力更高。因此，對于同樣的輸出功率，SiC模塊可以在更高的開關(guān)頻率下工作。更高的開關(guān)頻率操作有助于減少無源元件的尺寸，以及整體設(shè)計尺寸。
散熱貼裝
封裝在熱管理中起著重要作用。分立MOSFET和模塊的熱貼裝是不一樣的。在分立MOSFET封裝中，Die與一塊銅墊相連，而這種銅墊從外觀看是作為導(dǎo)熱層與空氣和外部接觸的。不過，也可以在MOSFET和散熱器之間加入了一種熱介質(zhì)材料(Thermal Interface Material)或熱化合物，z額外的這一層是為了：
● 提高銅墊至散熱片的熱導(dǎo)率
● 實現(xiàn)銅墊和散熱片之間的電氣絕緣
圖1. 分立MOSFET的散熱貼裝示意圖
SiC MOSFET單管NTH4L020N120SC1的結(jié)-殼熱阻是0.3℃/W。如果在MOSFET和散熱片之間增加一層具有3℃/W熱阻的TIM散熱層，則參考圖3和表2所示，MOSFET和散熱片之間的整體熱阻提高為3.3℃/W。
功率模塊的散熱貼裝與分立MOSFET完全不同。由于模塊使用了直接覆銅陶瓷基板(DBC, Direct Bonding Cooper)作為Die的承載體，結(jié)-殼熱阻已經(jīng)包含了絕緣層。
表1的功率模塊NXH020F120MF1PTG預(yù)先增加了相變材料散熱層(PCM，Phase Change Material)，PCM作為填補(bǔ)DBC和散熱片的空隙是非常好的選擇，因為它能夠最大程度上增加接觸面積，減少整體熱阻，如圖2。
圖2. 功率模塊的散熱貼裝示意圖
你可以在功率模塊NXH020F120MNF1PTG的規(guī)格書里找到結(jié)-殼熱阻和結(jié)-散熱片熱阻參數(shù)，分別是0.45℃/W和0.80℃/W。表2總結(jié)了這些數(shù)值。
表2. SiC MOSFET單管 vs SiC MOSFET模塊：熱阻
雖然單管的結(jié)-殼熱阻較低，但整體的熱阻相比模塊高出不少，而且模塊的導(dǎo)熱能力更好。相同規(guī)格的Die的情況，模塊可以在更高的功率下運(yùn)行(NTH4L020N120SC1和NXH020F120MF1PTG都使用一樣的1200 V/20 mΩ的Die)。
兩種器件的熱等效圖如圖3。所以在這次的25 kW直流快充系統(tǒng)設(shè)計里，我們采用了有更好散熱性能的SiC MOSFET模塊。
圖3. 兩種器件的電熱等效回路
散熱貼裝
本章節(jié)將介紹PFC和DC-DC部分的散熱方案設(shè)計。為了減少整體體積，我們決定采用一臺低熱阻和小尺寸的散熱風(fēng)扇。如上一章節(jié)提到的，SiC模塊的熱阻較低，同時還有內(nèi)置的NTC可用于測溫。
我們決定用一個PWM-電壓轉(zhuǎn)換器來控制散熱風(fēng)扇，由模塊(NXH010P120MNF1)內(nèi)置的NTC測溫來控制風(fēng)扇的轉(zhuǎn)速(如圖4)。這樣一來可以降低當(dāng)系統(tǒng)處于低功率運(yùn)行時所產(chǎn)生的噪音。
圖4. 冷卻風(fēng)扇控制回路
25 kW直流快充系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖如下圖5。
圖5. 機(jī)械和散熱結(jié)構(gòu)示意圖(含散熱片和風(fēng)扇)。PFC部分(左)的風(fēng)扇安裝在PIM散熱片上，風(fēng)向朝PFC電感。DC-DC部分(右)的風(fēng)扇緊貼原、副邊的PIM安裝
由于本次方案設(shè)計不考慮外殼，所以假設(shè)環(huán)境溫度為最大30℃。PFC和DC-DC部分的散熱設(shè)計并不是用部分器件的熱模型進(jìn)行精確的模擬，而是從熱管理角度上考慮關(guān)鍵器件的功率損耗，并根據(jù)現(xiàn)成的散熱器設(shè)計(非定制品)制定散熱方案。
PFC部分的散熱設(shè)計
PFC部分的散熱設(shè)計中最重要的器件是SiC半橋功率模塊和PFC功率電感。我們必須要在選擇散熱片之前評估分析這些器件的損耗。PFC電感的溫度特性的評估是基于繞組中直流電流模擬的預(yù)期損耗(~27 W/電感)進(jìn)行的。PFC電感廠家通過測試風(fēng)扇得到相關(guān)數(shù)據(jù)，即當(dāng)風(fēng)量達(dá)到3m3/s時，最大溫升等于30℃，這一數(shù)據(jù)也被用于風(fēng)扇選型。
參考之前的SPICE仿真結(jié)果(“25 kW SiC直流快充設(shè)計指南(第三部分)：PFC仿真”[3])，PIM的整體峰值損耗在最糟糕的情況下達(dá)到了240 W如圖6，每個PIM模塊的損耗約80 W。
基于這些數(shù)據(jù)，我們選擇了一種熱阻Zth=0.2℃/W的風(fēng)扇安裝方案。功率損耗=80 W時，模塊的溫升大約為16℃(80 W×0.2℃/ W)。因為我們假設(shè)最高環(huán)境溫度為30℃，所以冷卻系統(tǒng)的溫度大約是46℃。
如之前電感廠家評估所驗證的，散熱風(fēng)扇使PFC電感的溫升低于30℃。PFC部分的散熱布局規(guī)劃讓SiC PIM的風(fēng)扇吹向PFC電感，從而保證整體PFC部分的穩(wěn)定熱性能。
圖6. PFC部分PIM的整體損耗vs相電壓，基于3個不同感值的功率電感
DAB DC-DC部分的散熱設(shè)計
DC-DC部分的散熱設(shè)計中最重要的器件是SiC PIM半橋功率模塊、DC-DC變壓器和諧振電感。我們假設(shè)散熱設(shè)計的方法與PFC部分的設(shè)計類似。
DC-DC變壓器和諧振電感設(shè)計為無散熱時最大溫升70℃。同樣假設(shè)室溫為30℃，磁芯的溫度則會達(dá)到100℃。由于這個溫度實在太高，我們決定用一個風(fēng)扇專門為電感降溫。參考SPICE仿真結(jié)果(“25kW SiC直流快充設(shè)計指南(第四部分)：DC-DC級的設(shè)計考慮因素和仿真”[4])驗證SiC PIM的預(yù)計損耗，在仿真中，我們采用了匝數(shù)比1.2:1的DAB變壓器，如圖7的紅色曲線。
從圖7看，原邊功率模塊的總體峰值損耗為300 W，而副邊的總體峰值損耗為150 W，如圖8。所以在DC-DC部分，我們決定采用一個熱阻Zth=0.15℃/W的方案同時為原邊和副邊的PIM散熱。
基于這樣的散熱布局和30℃的室溫，原邊的最高溫度優(yōu)化為75℃，副邊的最高溫度為52.5℃。同樣的，風(fēng)扇轉(zhuǎn)速根據(jù)內(nèi)置NTC測溫由PWM輸入控制。
圖7. DC-DC部分原邊PIM的整體損耗vs副邊電壓，基于3個不同匝數(shù)比的變壓器
圖8. DC-DC部分副邊PIM的整體損耗vs副邊電壓，基于3個不同匝數(shù)比的變壓器
負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻(NTC)的前端電路
SiC半橋PIM模塊NXH010P120MNF1內(nèi)置5kΩ的NTC，用于測量模塊內(nèi)部Die的溫度，它對于散熱系統(tǒng)中的散熱片設(shè)計是非常重要的。溫度的信號處理最終交給通用控制板(SECO-TE0716-GEVB)中的ADC。
在PIM的數(shù)據(jù)表里我們提供了如下圖3的NTC參數(shù)。
表3. 熱敏電阻參數(shù)
*注：B常數(shù)代表了熱敏電阻阻值和溫度的關(guān)系(R/T)，由T1(25℃)和T2(50℃或100℃)的電阻值計算并定義。
NTC的溫度特性(阻值-溫度關(guān)系)對于設(shè)計其前端電路很重要。采用一顆額定電阻值=5 kΩ@25°C和B常數(shù)(25/100℃)的熱敏電阻，我們可以使用公式仿真并計算它在各個溫度點(diǎn)的電阻值，本次仿真中采用的B常數(shù)(25/100℃)為3455 K，其結(jié)果如圖9中紅色曲線，藍(lán)色曲線代表考慮到+3%誤差的結(jié)果，用于評估誤差對NTC阻值的影響。不過在NTC的前端電路設(shè)計中，暫時不考慮B常數(shù)誤差。
圖9. 仿真結(jié)果：NXH010P120MNF1的內(nèi)置NTC阻值和溫度關(guān)系
因為通過B常數(shù)在計算高低溫下的阻值時是不夠精確的(T<25℃或>100℃)而且變化浮動非常小(變化僅為幾Ω/℃)。所以我們決定用一種局部線性化的方法，我們給NTC并聯(lián)一個額外的電阻，連接一個固定的電壓源VCC。仿真回路如圖10。
圖10. NTC前端電路的SPICE模型
NTC的并聯(lián)電阻R3和限流電阻R1的可以通過局部線性化來選擇，同時還需要去耦電阻R4和R5因為需要盡可能減少ADC到NTC回路的距離。前端電路應(yīng)使用差分電路以減少測溫電路受共模噪聲影響。
功放Q1A用于放大NTC的輸出電壓，增益設(shè)置為10.1，功放Q1B用來輸出一個互補(bǔ)的ADC_P信號，差分輸出到低功耗ADC(NCD98011)。值得注意的是，我們通常不會用到這個互補(bǔ)信號，但這樣做的目的是改變NTC的負(fù)溫度系數(shù)為正，即溫度越高，電壓就越高，方便后續(xù)控制固件的處理。
圖11展示了PIM內(nèi)置NTC的電壓電流曲線。
在這些仿真中，NTC電流最大值不超過300 μA而其典型值大約為100 μA，但由于NTC是內(nèi)置于PIM結(jié)構(gòu)中，所以其流過電流所產(chǎn)生的溫升不會影響到模塊溫度。電流越大，NTC測溫電路的結(jié)果就越線性化。
圖11. NTC電流電壓仿真曲線
如圖12測溫電路的溫度范圍是-40℃-180℃，ADC的±3.3 V的輸入電壓范圍并沒有被完全利用。不過，由于測量電路的分辨率達(dá)到了0.05°C/LSB，也就是22LSB/°C，完全滿足了25 kW直流充電方案設(shè)計中的溫度測量要求。
圖12. NTC前置回路的溫度測量范圍
NTC測溫電路的帶寬為77.6 Hz，在PFC回路的開關(guān)頻率為70 kHz時，仿真衰減大約為-126.6 dB，這保證了測溫電路不會受到PFC部分的噪聲干擾，也不會受到開關(guān)頻率為100 kHz的DC-DC部分的干擾(見圖13)。
圖13. NTC測溫電路的頻率特性
盡管有線性化設(shè)計，在數(shù)字信號的控制固件中進(jìn)行溫度測量仍然需要進(jìn)一步線性化。一般我們會查表，如下：
表4. 轉(zhuǎn)換對照表。ADC輸出電壓 - NTC測得溫度
控制風(fēng)扇轉(zhuǎn)速的PWM-電壓轉(zhuǎn)換器
由于本次設(shè)計中的冷卻系統(tǒng)使用了無自動轉(zhuǎn)速控制的風(fēng)扇，我們采用一顆安森美(onsemi)的buck穩(wěn)壓芯片NCV890100作為PWM-電壓轉(zhuǎn)換器。使用NCV890100的AC模型(可從安森美官網(wǎng)下載)，我們能夠進(jìn)行用于風(fēng)扇電源的PWM-電壓控制器的仿真。散熱方案中使用的風(fēng)扇測量得到的伏安特性被用來設(shè)計風(fēng)扇的SPICE模型，風(fēng)扇的可靠工作電壓范圍為6 V-12 V。
如圖14的仿真電路中，直流輸出偏置電壓取決于輸出電容COUT。由于X7S電容的直流偏置特性，所以我們基于電壓對輸出電容進(jìn)行建模，這對于PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的交流特性有著很大影響。我們也對UCB的PWM控制信號建了模。
圖14的SPICE電路的PWM輸入的直流偏置設(shè)置為100%，輸出電壓6.6 V滿足我們的設(shè)計。圖15的SPICE電路的PWM直流偏置設(shè)置為0%。輸出電壓12.7 V同樣滿足我們的設(shè)計。輸出電感由9.88 μF降低至5.09 μF(2個10 μF電感并聯(lián))。
圖14. PWM-電壓電路的SPICE模型，PWM直流偏置10%，輸出電壓6.6 V
圖15. PWM-電壓電路的SPICE模型，PWM直流偏置0%，輸出電壓12.7 V
圖16. PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓-PWM占空比曲線
控制回路的交流特性的仿真是用于驗證PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)定性的，開始仿真前，我們需要定義以下參數(shù)：CCOMP=470 pF, RCOMP=10 kΩ, CP=100 pF, R1=3.1 kΩ, R2=237 Ω。
仿真掃頻過程中我們可以觀察到圖17中PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的增益特性(紅線)和相頻特性(藍(lán)線)。兩者的變化均以虛線和點(diǎn)虛線表示。穿越頻率變化范圍32.9 kHz-51.8 kHz，相位裕量變化范圍26.6°-31.9°，增益變化范圍16.5 dB-20.5 dB，這些都不足以讓轉(zhuǎn)換器在整個工作范圍內(nèi)穩(wěn)定運(yùn)行。
因為大部分電源轉(zhuǎn)換器的設(shè)計通常含有45°的相位余量以確保穩(wěn)定性，但我們?yōu)榱烁€(wěn)健的設(shè)計，將相位余量設(shè)置為70°。因此這對于設(shè)計更穩(wěn)定的電路來說是不可接受的。
圖17. 模擬PWM-電壓轉(zhuǎn)換器控制回路的AC特性，已做以下參數(shù)補(bǔ)償CCOMP=470 pF, RCOMP=10 kΩ, CP=100 pF, R1=3.1 kΩ, R2=237 Ω
為了提高PWM-電壓電路的穩(wěn)定性，我們重做了與其相連的散熱風(fēng)扇的補(bǔ)償。PFC部分使用了3臺散熱風(fēng)扇，DC-DC使用了2臺，還有一臺用于為DAB變壓器散熱。現(xiàn)在我們把穿越頻率設(shè)置為13.5 kHz-25.3 kHz，這樣便產(chǎn)生了72.2°的相位裕量，增益變化范圍23.6 dB-27.7 dB。在穿越頻率點(diǎn)附件，補(bǔ)償器的最大相位提升為71.2°，處于分頻區(qū)，相位在分頻區(qū)穿越頻率點(diǎn)以后沒有明顯下降。
圖18. 模擬PWM-電壓轉(zhuǎn)換器控制回路的AC特性，已做以下參數(shù)補(bǔ)償CCOMP=10 nF, RCOMP=4.64 kΩ, CP=270 pF, R1=3.1 kΩ, R2=237 Ω
于是，我們得到采用NCV890100的PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的最終電路圖，如圖19。
圖19. PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的最終電路圖
結(jié)論
在這一章節(jié)我們討論了SiC功率模塊和SiC MOSFET單管不同的散熱安裝形式。相比單管，SiC功率模塊可以令系統(tǒng)在更高開關(guān)頻率下工作，減少被動器件體積，同時提供更好的散熱表現(xiàn)。在使用相同尺寸的Die時，模塊能夠以更大功率運(yùn)行，有助于小型化設(shè)計。此外，我們還討論了在數(shù)字控制散熱方法中使用PIM內(nèi)置NTC的好處，它能夠在充電模塊處于低輸出功率工作模式下減少其噪聲。
我們還討論了設(shè)計和開發(fā)過程中所考慮的因素，以實現(xiàn)用數(shù)字控制PFC部分和DC-DC部分、以及用于DAB變壓器的散熱風(fēng)扇。
本篇是我們本系列文章的最后一篇。之后我們團(tuán)隊計劃繼續(xù)發(fā)布2篇文檔，分享有關(guān)于實驗室數(shù)據(jù)以及滿功率下硬件測試所得到的經(jīng)驗教訓(xùn)。
來源：安森美
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